前言

今天，要滿足便攜式數(shù)字信號處理器（DSp）解決方法的電源需求，有多種不同的方法可供選擇。正常情形下，要兩個系統(tǒng)電壓：一個給DSp核使用，另一個則支持DSp的I/O單元和系統(tǒng)的其余部分。這類應(yīng)用的重要考慮因素之一，是電源供給器必須擁有很高的工作效率以延長電源的供電時間。本文將介紹一些直流電壓轉(zhuǎn)換器的電路設(shè)計方式，并以Mp3網(wǎng)絡(luò)音頻播放機為范例，解釋系統(tǒng)的設(shè)計方式，并分析電源的工作效能、轉(zhuǎn)換效率以及成本。

問題提出

今天的DSp組件大都要兩組電源，而且所能容忍的誤差范圍有限，因此不可能將電池的輸出直接送給它們使用，而必須設(shè)計適當?shù)闹绷麟妷恨D(zhuǎn)換解決方法。

負載則是另一項設(shè)計挑戰(zhàn)。圖1以網(wǎng)絡(luò)音頻播放機評估模塊為例，顯示了核心與系統(tǒng)供給電流的瞬時變動。當評估模塊工作時，會有不同的軟件程序順序執(zhí)行，例如喚配DSp來服務(wù)DMA中斷要求、執(zhí)行譯碼的工作、或是存取媒體中的資料，這些都會反映在核心與系統(tǒng)電流的瞬時變動方面。由于核心與系統(tǒng)都必須使用同樣的電源，因此當電源脈沖同時出現(xiàn)的時候，系統(tǒng)的工作就可能發(fā)生問題。因此，工程師必須用很低的成本供應(yīng)很高的工作效能，特別是關(guān)于使用電池的產(chǎn)品，當要求電源供給電源擁有高工作效能時，就表示它必須供應(yīng)最大的電源轉(zhuǎn)換效率以及很長的電池使用時間。直流電壓轉(zhuǎn)換器解決方法

以下降介紹直流電壓轉(zhuǎn)換器的不同設(shè)計方式，它們都可支持DSp核心與系統(tǒng)電路（這些電路都要兩組電源供給）。我們會用TI（德州儀器公司）的網(wǎng)絡(luò)音頻播放機評估模塊來實驗這些設(shè)計，這套評估模塊采用了一個TMS320VC5410DSp組件，要3.3C的系統(tǒng)電源以及2.5V的DSp核電源。

這里所介紹的直流電壓轉(zhuǎn)換器都必須同時支持堿性電池、鎳鎘電池或是鎳猛氫電池，因此必須能夠應(yīng)付0.9～3.0V范圍的輸入電壓；另一方面，因為系統(tǒng)必須使用3.3V的電壓，而這已高于最大的輸入電壓，因此要一套升壓方法。本文將討論三種不同的電路：第一種電路是使用一個升壓轉(zhuǎn)換器，然后在后面串接另一個LDO穩(wěn)壓器；第二種方法是利用一個可供應(yīng)兩組輸出電壓的“馳反式轉(zhuǎn)換器”（flybackconverter）；最后一種電路則是在升壓轉(zhuǎn)換器的后面串接一個降壓轉(zhuǎn)換器。

1.升壓轉(zhuǎn)換器與一個線性穩(wěn)壓器串聯(lián)

圖2是第一種解決方法，也是最簡單的方法，就是在升壓變壓器的后面串接一個線性穩(wěn)壓器；我們將升壓轉(zhuǎn)換器的輸入端直接連到電池，然后再把輸出端（也就是系統(tǒng)電源的輸出端）串接到另一個線性穩(wěn)壓器，由它來出現(xiàn)較低的核心電壓。

圖2所示，標準的升壓轉(zhuǎn)換器會包含一個主動開關(guān)，它的動作是由一個“脈寬調(diào)制”（pWM）的機制來控制。當開關(guān)導(dǎo)通時，電池會對電感器充電，若這個主動開關(guān)被切斷，那么電流就會通過整流器，然后進入輸出電容，于是這個電容就被充電。

受到了升壓轉(zhuǎn)換器特性的影響，它的輸入電流會持續(xù)，但輸出電流卻不會，因此當您在選擇轉(zhuǎn)換器的輸入電容與輸出電容時，這個特性是一項重要考慮的因素，后面將詳細討論這一點。為了提高轉(zhuǎn)換效率，建議您使用一個同步整流器來搭配這個電壓轉(zhuǎn)換器。這種整流器為了降低導(dǎo)通時的功率損失，會使用一個MOSFET開關(guān)晶體管來取代常見的二極管。另一方面，為了要出現(xiàn)核心電壓，我們還會使用另外一個線性穩(wěn)壓器。在這里的設(shè)計中，額定的電壓降為0.8V（從3.3V降為2.5V），因此我們必須選擇一個低壓降的LDO線性穩(wěn)壓器。

2.雙輸出電壓的馳反式轉(zhuǎn)換器

圖3是一個供應(yīng)了兩組輸出電壓的馳反式轉(zhuǎn)換器，這個馳反式轉(zhuǎn)換器的輸入端會直接連到電池。

若從電池的角度來撲克，它的輸入端與升壓轉(zhuǎn)換器的輸入端非常類似，只有整流階段有些不同；此時，電感器會被分成三個線圈，由初級線圈負責(zé)充電（與升壓轉(zhuǎn)換器相同），然后再透過兩個次級線圈來放電。另一方面，它也是透過脈寬調(diào)制的方式來供應(yīng)穩(wěn)壓功能，但只有一個輸出端可被直接穩(wěn)壓，第二個輸出端則是透過兩個次級線圈的繞比來間接達到穩(wěn)壓效果。當電感器放電時，電流總是會流入電壓最低的輸出端。

必須注意的是，在某些極端的工作條件下，未穩(wěn)壓輸出端可能發(fā)生問題，例如未穩(wěn)壓輸出端承受了最大的負載，而穩(wěn)壓輸出端卻只有很小的負載、甚至完全沒有負載。為了防止這個問題，若您決定使用脈寬調(diào)制的方式來控制穩(wěn)壓輸出，而這個控制器又負責(zé)控制馳反電路的開關(guān)晶體管，那么這點也必須列入考慮。此外，在選擇電容時，也須了解在這樣的電路中，輸入電流與輸出電流都是不持續(xù)的。

針對多組輸出電壓的馳反式電源供給，目前并沒有轉(zhuǎn)換器可支持這類電路的同步整流功能，因此不可能設(shè)計一個體積很小的高效率電源供給器。在測試電路中，系統(tǒng)與核心的電源電壓只相差0.8V，相較于“同步升壓器+LDO穩(wěn)壓器”的方法，使用異步的馳反式方法并不能為我們帶來更高的轉(zhuǎn)換效率。此外，馳反式方法的設(shè)計不但要更高的成本，而且還會占用更多的電路板面積，這是因為它必須使用特殊的電感器，而這類電感器的體積與價格都遠超過標準的升壓電感器，因此在本文中，我們并未考慮這種方法。

3.升壓轉(zhuǎn)換器后面串接一個降壓轉(zhuǎn)換器

第三個方法是在升壓轉(zhuǎn)換器的后面串接一個降壓轉(zhuǎn)換器，它的成本最昂貴，但是轉(zhuǎn)換效率也最高。在前一個方法中，我們是把一個LDO穩(wěn)壓器串接在升壓轉(zhuǎn)換器的后面；此處，我們?nèi)匀皇褂昧艘粋€升壓轉(zhuǎn)換器，但它后面串接的并不是LDO穩(wěn)壓器，而是一個降壓轉(zhuǎn)換器。圖4使用了一個標準的降壓轉(zhuǎn)換器，這個轉(zhuǎn)換器有一個主動脈寬調(diào)制的開關(guān)晶體管。當開關(guān)晶體管處于導(dǎo)通狀態(tài)時，電感器會被充電；當開關(guān)晶體管被切斷之后，電路就進入放電階段，電感器的電流也會流過降壓轉(zhuǎn)換器的整流二極管。在這個方法中，輸入電壓與輸出電壓的比例也是由開關(guān)晶體管的負載周期決定。

要含義輸入與輸出電容，必須了解在一個降壓轉(zhuǎn)換器當，輸入電流是不持續(xù)的，而輸出電流則是持續(xù)的，這可協(xié)助我們將電路設(shè)計最佳化。假如我們能設(shè)計降壓轉(zhuǎn)換器的控制方式，讓它要輸入電流的時候，正好就是升壓轉(zhuǎn)換器供應(yīng)輸出電流的同時，那么只要透過“上升邊緣/下降邊緣”（trailingedge/leadingedge）的同步控制，就可降低它關(guān)于系統(tǒng)電壓存儲電容的要求。換句話說，當升壓轉(zhuǎn)換器的開關(guān)晶體管被切斷后，降壓轉(zhuǎn)換器的開關(guān)晶體管才會導(dǎo)通。除了這種控制方式之外，只要使用同步整流的方式，并且用一MOSFET晶體管來取代二極管，那么降壓器的轉(zhuǎn)換效率還能進一步新增。

電容器

升壓轉(zhuǎn)換器的輸入端有一個輸入電容，它重要是在升壓器的輸入端以及電池和電池的相關(guān)電路（電池的電極、電線與印制電路板上的導(dǎo)線）之間供應(yīng)解耦合功能。一般而言，只要使用越大的電容，對電池就越有幫助。但是，要讓這個電容發(fā)揮功效，它的等效串聯(lián)阻抗（ESR）必須小于電池與導(dǎo)線的總電阻值。若事先了解這些設(shè)計參數(shù)，就可將它們做最佳化處理。由于升壓轉(zhuǎn)換器的輸入端電流為持續(xù)，因此只須用輸入電容來供應(yīng)解耦合功能，并且減少輸入電流中的紋波成份即可。只要達成這些目標，就算我們對這個電容采用非常低成本的設(shè)計，也不會影響到電源轉(zhuǎn)換效率。

在升壓/馳反式的設(shè)計中，我們必須使用一個輸出電容，這樣當電感在進行充電時，才能供應(yīng)負載所需的電流；因此，這個電容值與它的等效串聯(lián)阻抗值就成為輸出電流漣波ripple的決定性因素。為了計算所允許的最小電容值，必須將一些參數(shù)列入考慮，包括最大輸出電流、輸出電壓紋波成份以及負載周期與切換頻率。此外，還可利用這個輸出電容來應(yīng)付輸出電流的瞬時脈沖，只要這個脈沖的“轉(zhuǎn)角頻率”（vormerfrequency）高于升壓轉(zhuǎn)換器的“交越頻率”（crossoverfrequency）。為了達成這個目標，必須選擇一個高效能的電容，例如陶瓷電容或是“等效串聯(lián)電阻/等效串聯(lián)電感”（ESR/ESL）都是很小的鉭質(zhì)電容。LDO穩(wěn)壓器也使用輸出電容，但重要是用來穩(wěn)定它的控制回路。由于LDO穩(wěn)壓器的回路增益很高，因此通常不必為了滿足瞬時電流脈沖的需求，去新增額外的輸出電容。在這種情形下，若將電能儲存在LDO穩(wěn)壓器的輸入端，就可得到更好的效果。此外，由于降壓轉(zhuǎn)換器的輸入電流也不持續(xù)，因此它的輸入電容也具有存儲電能的效果，這會對輸入電流脈沖出現(xiàn)阻尼用途，進而減少電流脈沖關(guān)于電路零件的沖擊。

由于降壓轉(zhuǎn)換器的輸出電流是持續(xù)的，因此在最理想的情形下，不必接上額外的電容，但在實際的應(yīng)用中，為了穩(wěn)定控制回路，并且應(yīng)付轉(zhuǎn)角頻率高于降壓轉(zhuǎn)換器交越頻率的高速瞬時電流脈沖，我們建議使用一個高效能的輸出電容。另一方面，要應(yīng)付轉(zhuǎn)角頻率低于交越頻率的電流脈沖，最好是把電能儲存在降壓轉(zhuǎn)換器的輸入端，這是因為輸入端的工作電壓較高，因此就算我們使用同樣大小的電容，而且這些電容的額定電壓值也相同，它還是可以儲存多的電能。

最終的設(shè)計與測量結(jié)果

1.電源供給器的要求

本文使用了一套網(wǎng)絡(luò)音頻評估模塊來進行實驗，它要2.5V的核心電壓與120mA的最大電流；另一方面，系統(tǒng)的電源供給則為3.3V，所需最大電流為70mA。

2.找出核心與系統(tǒng)電流的轉(zhuǎn)角頻率

圖5是一組示波器圖形，針對核心（a）與系統(tǒng)（b）的供應(yīng)電流，分別顯示面對最高速電流脈沖時的上升邊緣。

利用上升邊緣的上升時間，可計算出電路的轉(zhuǎn)角頻率（fc=0.35/tr），而核心電流的計算結(jié)果則是在230KHz的范圍內(nèi)。由于直流電壓轉(zhuǎn)換器的跨越頻率通常是在10KHz左右，因此為了降低這個轉(zhuǎn)角頻率，必須使用額外的儲存與阻隔電容。如何可使用一個等效串聯(lián)阻抗小于3Ω的10μF鉭質(zhì)電容，它可將轉(zhuǎn)角頻率降低至1KHz以下，并進入我們所能接受的范圍。利用給定的脈沖數(shù)據(jù)，計算出轉(zhuǎn)角頻率為20KHz，因此為了確保電路動作正常，須加入一個10μF左右的電容，讓這個頻率降低至1KHz以下。

3.找出系統(tǒng)電源供給的最大電流脈沖

在圖6的示波器圖形中，顯示了最壞情形下的總系統(tǒng)電流，由于這個電流脈沖峰值已經(jīng)超過了系統(tǒng)最大工作電流，因此必須加大系統(tǒng)電源供給器（升壓轉(zhuǎn)換器的輸出）的儲存電容，才能滿足這個電流脈沖的要求。利用這個脈沖的參數(shù)資料，可計算出所需的電容值，讓這個脈沖電流最多只會造成0.1V的電壓降。

根據(jù)計算的結(jié)果可知，最少要225μF的儲能電容，而且它們的等效串聯(lián)阻抗必須小于0.1Ω。為滿足這項要求，我們選擇了兩個120μF的鉭質(zhì)電容，它們的等效串聯(lián)阻抗只有0.85Ω，然后在前面所介紹的兩種電路架構(gòu)中，將這兩個電容并聯(lián)至升壓轉(zhuǎn)換器的輸出端。除了加大電容值之外，還有一種方法也可以應(yīng)付這種電流脈沖，就是使用輸出電流能力更強的直流電壓轉(zhuǎn)換器，但通常這種方式的成本較高，但通常這種方式的成本較高，也要更多的電路板面積。

“升壓轉(zhuǎn)換器+LDO穩(wěn)壓器”的電路說明

圖7是一個測試電路，它使用一個升壓轉(zhuǎn)換器和一個串接在后的LDO穩(wěn)壓器，其中升壓轉(zhuǎn)換器采用了TI的TpS1016組件，它是一個內(nèi)建開關(guān)晶體管的同步升壓轉(zhuǎn)換器，可以供應(yīng)3.3V的固定輸出電壓；此外，這顆轉(zhuǎn)換器還能支持0.9～3.0V范圍的完整輸入電壓。如同圖中所示，這顆組件只須少數(shù)幾個外接零件部可順工作，它必須搭配輸入電容以及輸出電容，這些電容值可按前面的方法來計算。至于LDO穩(wěn)壓器則是使用了另一個TpS76925組件。為了保持電路的穩(wěn)定動作，還必須在輸出端加上一個小的鉭質(zhì)電容。

表1就是這個電路的元器件清單以及每種元器件所占的成本。表1升壓轉(zhuǎn)換器+LDO穩(wěn)壓器的電路零件與成本

元器件說明成本（%）輸入電容10μFX5R6.3V10升壓轉(zhuǎn)換的輸出電容2X120μF594D6.3V34LDO穩(wěn)壓器的輸入電容1μFX5R6.3V1LDO穩(wěn)壓器的輸出電容10μF293D10V7升壓轉(zhuǎn)換器的電感CDR637升壓轉(zhuǎn)換器TpS61016DGS30LDO穩(wěn)壓器TpS76925DBV10其它被動零件1總計100

表2升壓轉(zhuǎn)換器+降壓轉(zhuǎn)換器的電路元器件與成本

元器件說明成本（%）輸入電容10μFX5R6.3V10升壓轉(zhuǎn)換器的輸出電容2X120μF594D6.3V34降壓轉(zhuǎn)換器的輸入電容1μFX5R6.3V1降壓轉(zhuǎn)換器的輸出電容22μFX5R6.3V17升壓轉(zhuǎn)換器的電感CDR637降壓轉(zhuǎn)換器的電感LQH4C3升壓轉(zhuǎn)換器TpS61016DGS30降壓轉(zhuǎn)換器TpS62006DGS30其他被動零件1總計100

圖8則是“升壓轉(zhuǎn)換器+LDO穩(wěn)壓器”方法在1.2V輸入電壓（單顆NiXX電池）下正常工作時，核心電壓與系統(tǒng)電壓的紋波成份。

圖8可看出，紋波的幅度比原設(shè)計值還小。此外，根據(jù)圖9的上面一條波形（100mV的紋波），可找出正常工作情形下（播放音樂），網(wǎng)絡(luò)音頻評估模塊的功率損耗與輸入電壓之間的關(guān)系。例如電壓降低時，電流就會新增，而造成升壓轉(zhuǎn)換器輸入電路的功率損耗上升。

4.“升壓轉(zhuǎn)換器+降壓轉(zhuǎn)換器”的電路說明

圖10也是一組測試電路，它使用一個升壓轉(zhuǎn)換器和串接在后的壓轉(zhuǎn)換器。這組升壓電路與“升壓轉(zhuǎn)換器+LDO穩(wěn)壓器”解決方法中的電路完全相同，降壓轉(zhuǎn)換器則使用了TpS62006組件，這是一個內(nèi)建開關(guān)晶體的同步降壓轉(zhuǎn)換器則使用了TpS62006組件，這是一個內(nèi)建開關(guān)晶體的同步降壓轉(zhuǎn)換器，可供應(yīng)2.5V的固定輸出電壓，也是最容易與升壓轉(zhuǎn)換器同步的組件。

表2就是電路的總成本，它是根據(jù)整個電路的零件清單計算而得。

圖11（電壓波形圖）以及圖9（功率消耗，位置較低的波形）則是我們所測量的結(jié)果。

結(jié)論

比較測量所得的電力損耗值，很清楚發(fā)現(xiàn)“升壓轉(zhuǎn)換器+降壓轉(zhuǎn)換器”方法最有效率。例如在只用一個電池的情形下，“升壓轉(zhuǎn)換器+LDO穩(wěn)壓器”方法可供應(yīng)4.2小時的工作時間，而“升壓轉(zhuǎn)換器+降壓轉(zhuǎn)換器”方法卻能供應(yīng)5小時的電力，這比前者多出了20%的電池使用時間。但“升壓轉(zhuǎn)換器+降壓轉(zhuǎn)換器”方法也有缺點，成本比前者高出33%，并且必須使用更多的電路板面積。毫無疑問的，“升壓轉(zhuǎn)換器+LDO穩(wěn)壓器”電路的設(shè)計簡單多了，只須執(zhí)行較少的計算，就可選擇正確的零件，也不必實現(xiàn)任何的同步功能。

就DSp的未來發(fā)展而言，核心與I/O（系統(tǒng)）的電壓差距正在新增，于是這兩種方法的功率損耗差距也會隨之新增，這會讓馳反式解決方法更加有吸引力。