1引言

開關電源以其效率高，功率密度高而在電源領域中占主導地位，但傳統的開關電源存在一個致命的弱點：功率因數低，一般為0.45～0.75，而且其無功分量基本上為高次諧波，其中三次諧波幅度約為基波幅度的95％，五次諧波幅度約為70％，七次諧波幅度約為45％，九次諧波幅度約為25％。高次諧波的危害很多文獻已有論述，不再贅述。針對高次諧波的危害，從1992年起國際上開始以立法的形式限制高次諧波，傳統的開關電源形式在限制之列。國外在此以前即開始改善開關電源功率因數的工作，重要是功率因數校正電路和諸多的控制IC（如UC3842～UC3855A系列，KA7524，TDA4814等）。國內一些廠家也做了類似的工作，使開關電源的功率因數達0.95～0.99，近似于1。

2提高功率因數的方法

常規(guī)開關電源的功率因數低的根源是整流電路后的濾波電容使輸出電壓平滑，但卻使輸入電流變?yōu)榧饷}沖，如圖1所示，而整流電路后面不加濾波電路，僅為電阻性負載時，輸入電流即為正弦波，并且與電源電壓同相位，功率因數為1。于是功率因數校正電路的基本思想是將整流器與濾波電容隔開，使整流電路由電容性負載變?yōu)殡娮栊载撦d。在功率因數校正電路中，其隔離型電路如圖2所示?；驹硪延泻芏辔墨I論述，不再贅述。但這種電路結構不能實現輸入與輸出的電隔離。為此作者經過實踐，提出單極正弦波輸入電流的與電網隔離型開關電源，及實踐中需注意的問題。

圖1常規(guī)開關電源輸入電壓與輸入電流波形

圖2基本隔離型pFC電路

圖3無輸入濾波電容的反激式變換器

圖4采用控制IC的pFC電路

3功率因數為1的開關電源的實現

文獻[3]指出，功率因數控制可采用五種控制方式，即：

——恒頻電流持續(xù)型；

——恒關斷時間、電流持續(xù)型；

——滯環(huán)控制、電流持續(xù)型；

——臨界電流持續(xù)型；

——恒頻、固定占空比、電流斷續(xù)型。

其中恒頻、固定占空比、電流斷續(xù)型適用于本文提出的方法。

將反激式變換器的輸入濾波電容去掉，電路如圖3所示，則輸入電壓u為：

u=Um|sinωt|（1）

式中：Um為輸入電壓峰值。

假如控制方式采用固定占空比方式，則：ip(t)=Um|sinωt|（2）

式中：ip為變壓器初級電流；

Lp為變壓器初級電感；

ton為開關管導通時間。

顯然，式（2）中的ip(t)正比于輸入電壓瞬時值，即ip(t)的包絡線和平滑后的波形均為正弦波半波，反映到整流橋前則為正弦電流（需將諧波分量用濾波器濾除），得到了功率因數為1的結果。當輸入電壓波動或負載發(fā)生變化時，可調節(jié)占空比的大小（在一個電源周波內相對不變），穩(wěn)定輸出電壓。這樣，每個開關周期變壓器傳輸的能量E為：E(t)=Lp(t)·η（3）

式中：E(t)為每個開關周期變壓器傳輸的能量；

ipmax為ip的最大值；

η為變壓器效率。

對應的輸出功率pO為：pO=2flη(4)

式中：fl為電網頻率；

TS為開關周期；

ij為第j個開關周期中的最大電流值，j從TS到1/（2fl）；而ij則為：ij=（5）

式中：D為占空比。

將式（5）代入式（4），并查參考文獻[1]整理得：Im=(4pO)/(UDmaxη）（6）

式中：Im為工頻半波內變壓器初級最大峰值電流。

當Dmax取0.4，η取0.8時，式（6）可簡化為：

Im=(8.83pO)/U（7）

很明顯，式（7）的結果是常規(guī)反激式開關電源

Im′=(2pO)/(DUη)（8）的倍，而電感量則是相同的。因此本文提出的功率因數為1的開關穩(wěn)壓電源的開關管，輸出整流二極管和開關變壓器的額定值均較常規(guī)反激式開關電源的大。

電路實現上可采用普通的電壓型控制的IC，如SG3524、SG3525A、TL494、MC34060等，電路簡單廉價。由于是單端反激式，故只用一路輸出，也可用同一IC控制兩個變換器并聯輸出。控制方式采用初級控制型較為方便，或省掉輔助電源和驅動變壓器。原理框圖如圖4所示。需注意的是控制電路不能采用電流型的IC。

4變壓器的設計本文提出的電路屬恒頻反激式開關電源，因此其變壓器的設計可參考文獻[2]。不同之處在于其中的E變?yōu)閁，因此原Im和Np的公式應該為：Im=（9）

Np=（10）

式中：Np為變壓器初級匝數；

Ae為變壓器有效截面積；

ΔBm為最大磁感應強度；

Umin為最低輸入整流的電壓。

5存在的問題及解決方法

本文提出的電路由于將輸入濾波電容取消，故得到高的功率因數，但由于同時輸入濾波電容的儲能用途也消失，使交流電壓脈動輸入直接影響輸出，使輸出端出現較大的工頻紋波。經理論分析與實際測試表明，即使輸出濾波電容達2100μF/A，其輸出電壓的工頻紋波也約為1Vpp（電壓峰峰值）。這樣的紋波對大多數負載是不允許的。欲降低紋波，可采用高容量儲能電解電容器與高頻電解電容器相結合的方法，但高容量儲能電解電容僅有低額定電壓，而且ESR（串聯等效電阻）相對較大，僅可用于5V輸出的情況。關于48V輸出的電源，作者認為可采用超低壓差線性穩(wěn)壓電路解決。目前作者做的超低壓差線性穩(wěn)壓電路在10A時的最低輸入輸出壓差僅為0.2V，大電流輸出時也為同一數值。這樣在48V輸出時，即使工頻紋波達2Vpp，則超低壓差線性穩(wěn)壓電路的平均壓差僅1.1V，功耗為1.1W/A，附加損耗約為2％，低于功率因數校正電路。由于超低壓差穩(wěn)壓方式的調整管功耗甚小，故可靠性極高。因此，可以說，對整個電源的可靠性影響極小。超低壓差線性穩(wěn)壓電路見參考文獻[3]。還可以采用輸出端并蓄電池，吸收工頻紋波電壓，如輸配電系統的操作電源，程控交換機的一次電源。

本文提出的電路存在的第二個問題是交流側開關頻率諧波電流的濾除。本文提出的電路，單機工作時開關頻率的諧波分量很大，需在交流側附加差模濾波器，同時輸出電壓尖峰可大大減小。功率合成問題已有文獻敘述，不再贅述。

第三個問題是控制電路的響應速度。無論功率因數校正電路，還是本文提出的電路，其響應速度均應很慢，才能保證一個電源周波內電流保持正弦波。因此本文提出的電路中誤差放大器的滯后校正電容很大，并且反饋電路的時間常數也很大。為防止輸出過流，短路對電路出現的損害，電路采用了逐周最大電流限制方式。正常時這部分不起用途，只有過流后才起用途。由于是不正常狀態(tài)，此時的輸入電流不再是正弦波。